發布日期：2022-05-20 點擊率：35
引言
射頻識別系統包括閱讀器和電子標簽兩個部分。美國Auto-ID中心的900MHz Class 0 RFID標簽協議定義了一種適用于電子產品編碼(EPC)的超高頻標簽的技術細節。電子標簽主要包括以下三個部分：模擬射頻接口、數字控制模塊和EEPROM模塊。其中模擬和射頻模塊包括天線接口、整流電路、振蕩器、電源穩壓電路、解調電路、反射調制電路。標簽中的振蕩器模塊主要為反射調制信號提供一個較為準確的時鐘，用以精確地控制副載波的頻率以及提供整個標簽數字電路的工作時鐘。振蕩器的設計直接影響到整個電子標簽的性能。
本文介紹了電子標簽中的頻率校準原理、振蕩器的模塊劃分和頻率綜合原理，設計了低電壓低功耗振蕩器。
頻率校準原理
除了天線以外，電子標簽芯片沒有外接元件，沒有外接晶振用來校準片內頻率。由閱讀器到標簽的編碼傳輸特點可知，閱讀器也不能給電子標簽提供實時的參考頻率源。因此采用如下的方法來進行時鐘校準：標簽上的振蕩器處于自由振蕩狀態，三分頻后盡量接近2.2MHz。閱讀器在和標簽進行通信之前，先發送一個時鐘校準信號來校準標簽上的時鐘，如圖1所示。時鐘校準信號一共是8個周期，每個周期的寬度為116μs。
圖1 閱讀器到標簽的時鐘校準信號
時鐘校準過程如下：當標簽剛上電時，標簽上的振蕩器處于初始狀態，假定振蕩器的自由振蕩頻率偏差范圍為±50%，逐次逼近寄存器用于控制振蕩器的振蕩頻率，初值設定為“10000000”(S7S6S5S4S3S2S1S0)，左邊第一位是MSB，右邊第一位為LSB，處于調整范圍的中間。在每個校正脈沖結束的下降沿，讀取計數器中的值，如果值為256，說明振蕩器頻率在要求的范圍內，寄存器中S7保持原有的值，振蕩器保持自由振蕩頻率；如果計數器大于256，則寄存器中的值設定為“01111111”；如果計數器中的值小于256，則寄存器的值設定為“10000000”。當第二個時鐘校準信號來到后，如果計數器中的值小于或等于256，則S6等于“1”，如果計數器中的值大于256，則S6等于“0”。以后的時鐘校準依此類推。當最后一個時鐘校準脈沖結束后，在理想情況下，振蕩器輸出的頻率精度可以達到±0.391%(即±50%/27)。在不同環境以及各種噪聲的影響下，標簽振蕩頻率最壞情況下的偏差不能超過±2.5%。
振蕩器必須提供兩種頻率：2.2MHz(用以反射數據“0”以及做時鐘校正)和3.3MHz(用以反射數據“1”)。因此片內振蕩器的輸出頻率為616MHz，二分頻之后為3.3MHz，三分頻之后為2.2MHz，另外，6.6MHz的時鐘還可以給標簽內部的EEPROM電荷泵提供時鐘。其中，反射調制的時鐘占空比為約50%。
根據以上的分析，本文提出了電子標簽內振蕩器模塊和頻率綜合原理，如圖2所示。圖2(a)中振蕩器模塊分為時鐘校準使能模塊(calibrationstart)、計數器(counter)、逐次逼近計數器(SAR)、振蕩器模塊(OSC)、頻率選擇模塊(frequencyse2lect)和后向散射模塊(backscatter)。圖2(b)是頻率綜合的示意圖。當得到校準后的6.6MHz時鐘后，二分頻得到3.3MHz的時鐘，而為了得到占空比為2.2MHz的時鐘，先由6.6MHz的時鐘得到兩個占空比為1/3的時鐘，把這兩個信號進行或運算后，占空比為50%。
振蕩器的分析和設計
整個振蕩器功耗是標簽內時鐘發生器的主要部分，因此本文的重點是實現一種低電壓低功耗的振蕩器。文獻提出了一種頻率穩定的CMOS環形振蕩器，它采用了級聯倒相器的結構，并且在MOS管的源串聯大阻抗元件，使電阻和電容的乘積約為常數，用這種辦法降低振蕩頻率的電源依賴性但是這種結構的缺點是電路不適合低電壓的工作，輸出頻率隨工藝的變化較大，頻率校準困難。根據上述要求，本文提出了通過調節偏置電流的方法來調節輸出頻率的低電壓低功耗振蕩器，克服了以上的困難，得到了較好的性能，如圖3所示。
圖2 振蕩器模塊和頻率綜合 (a)振蕩器電路框圖； (b)標簽內頻率綜合 
圖3 振蕩器電路圖
圖3是振蕩器的詳細電路圖，可以分為以下幾個模塊：基準電流源產生電路，用于調節偏置電流的開關電流源陣列，以及環形振蕩器和弛豫振蕩器。基準電流源產生的偏置電流為
其中K為M2和M1的比例。由(1)式可知，偏置電路的電流值與電源電壓值無關，并且具有較好的電源抑制比和溫度系數，非常適合在低電壓和電壓波動比較大的環境中應用。圖4中M5是啟動電路，當偏置電路正常工作的時候，M5處于截止狀態。Rs是可調電阻，可以調節電路的功耗，典型值為10kΩ。在溫度特性方面，輸出電流隨溫度的變化約為10-3。
圖4 振蕩器的環路模型
調節電流的開關電流源陣列用于產生二進制權電流[5，6]。選取電流分割比例為2，因此晶體管Mb的寬長比是晶體管Ma的兩倍。由于最小的電流值比較小并基于晶體管匹配方面的考慮，晶體管Mb的寬和長分別為4和2μm。數字信號的開關則對每個權電流選通，選通的權電流相加后就是振蕩器的偏置電流。這種權電流分隔技術的優點是面積很小，精度較高，避免了過多晶體管導致的寄生電容過高等不利因素，大大節省了芯片面積。振蕩器采用環形振蕩器和弛豫振蕩器兩種方案。其中環形振蕩器的輸出頻率為
弛豫振蕩器的輸出頻率為
其中Vsw是振蕩器的振蕩幅度；CL是環形振蕩器每一級的電容負載；Cc是弛豫振蕩器的充放電電容；Ic是偏置電流。從(2)和(3)式可以看出，當電容CL和Cc不變，兩種振蕩器的振蕩幅度也不變時，振蕩器的輸出頻率也不變。當電源電壓降低時，偏置電流和振蕩擺幅都降低，使得振蕩器的輸出頻率相對穩定。
利用以上的參數，參考相關的鎖相環理論[7]，建立了環路模型，如圖4所示。其中RegVal是SAR改變取值的閾值，Comp是比較模塊，SAR是逐次逼近寄存器，Conv是數字控制字到偏置電流的變換，Ibias是用于控制振蕩器頻率的偏置電流，Kcco是振蕩器的電流控制增益。計數器對N分頻以后的頻率進行計數，然后和RegVal進行比較。當每一個數字校準周期到來時，振蕩器的輸出頻率為
其中 寄存器的值為
對環路進行系統仿真，得到逐次逼近寄存器值隨校準周期的變化情況，如圖5所示。其中CaseA是振蕩器初始頻率較小的情況，CaseB是振蕩器初始頻率較高的情況。
圖5 振蕩器數字控制字的仿真結果
當振蕩器處于初始振蕩狀態時，由于工藝、溫度、電源電壓、負載等引起振蕩器初始輸出頻率的最大偏差為
經過計算，當電流偏差為1%，電源電壓偏差為20%，負載電容偏差為40%時，環形振蕩器的輸出頻率偏差為±39%，而由于振蕩器的增益較小，弛豫振蕩器輸出頻率的偏差為±38%。兩者都在±50%的范圍以內，經過調整，能夠保證最后輸出頻率的精度。
測試結果和分析
電路在Chartered0135μm標準CMOS工藝流片，測試結果如圖6和7所示。圖6(a)是環形振蕩器時域上的輸出波形，當逐次逼近寄存器的值為“10001100”，電源電壓為2V左右時，環形振蕩器的輸出頻率在6.6MHz附近。為了得到輸出頻率的偏差，采用了從頻域上估算的方法，如圖6(b)所示，對輸出波形進行頻譜分析，然后測量基頻的漂移，由信號與系統的理論可知，基頻主峰的漂移可以認為是輸出頻率的偏差。對5100個主峰進行采樣后分析，可以看出頻率偏差基本符合高斯分布，最大峰峰值的偏差為220.0kHz，標準方差為42.28kHz，主峰值的數學期望為6.49MHz，因此頻率偏差為±1.69%。
圖6 環形振蕩器的輸出頻率測試結果 (a)時域測試結果； (b)頻域測試結果
圖7(a)是數字控制字和振蕩器輸出頻率的關系。兩種振蕩器的分段線性度較好，在MSB進行切換的時候，即二進制權電流源的MSB位電流和其余幾位的權電流之和之間有一些偏差，這是在芯片制造過程中的工藝偏差和晶體管的二階效應造成的。
圖7(b)是環形振蕩器輸出頻率和電源電壓的關系。從圖中可以看出，當電源電壓在1～2.2V之間時，振蕩器輸出頻率的變化較小，表明振蕩器適合低電壓的工作場合，當標簽的整流電壓出現較大的偏差時，輸出頻率變化很小，可以很快調節回來。從圖中可以看出，振蕩器的振蕩曲線和偏置電路的工作曲線是一致的。當電源電壓小于1V時，偏置電路不能正常工作，當電源電壓高于2.2V時，偏置電路中的啟動電路M5開始導通，引起偏置電流增長較快，從而使得振蕩器的輸出頻率也增長很快。當電源電壓在兩者之間時，偏置電路輸出電流很穩定，基本不隨著電源電壓的變化而變化，從而振蕩器的輸出頻率也基本不變。
圖7 振蕩器的部分測試結果
(a)兩種振蕩器數字控制和輸出頻率的關系；
(b)環形振蕩器輸出頻率、偏置電流和電源電壓的關系
測試工作中還做了環形振蕩器和弛豫振蕩器的比較。環形振蕩器比弛豫振蕩器更有優勢，環形振蕩器的最低工作電壓約為1.2V，而弛豫振蕩器的最低工作電壓為1.5V左右。如圖7(a)所示，環形振蕩器的輸出頻率范圍更寬，輸出頻率最高為17MHz，弛豫振蕩器的最高輸出頻率約為8MHz。在功耗方面，環形振蕩器消耗的平均電流約為6.5μA@2V電源電壓，而弛豫振蕩器由于采用了雙端變單端等電路，消耗的平均電流約為13.6μA@2V電源電壓。
由于條件的限制，這里僅給出了環振的溫度仿真結果，如圖8所示。仿真結果表明振蕩器能在-20～100℃的溫度范圍內工作，得到的輸出頻率溫度敏感度約為617kHz/℃。由溫度引起的頻率偏差能夠由數字校準很快校準回來。
圖9是芯片的照片，不包括Pad時，振蕩器的面積約為240μm×175μm。
圖8 環形振蕩器的溫度特性仿真結果
圖9 芯片照片
結論
本文提出了一種適合于射頻識別標簽應用的低電壓低功耗振蕩器的設計方法，分析并設計了兩種低電壓低功耗的振蕩器，并且通過了流片驗證。測試結果表明振蕩器能夠符合協議的要求。
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