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1、引言

DC-DC變換器是航天器在地面測試和在軌運行的各個階段將一次電源母線電壓變換成各分系統及電子設備所需的電壓，供航天器上負載使用的重要裝載設備。我國在1986年制訂了國軍標GJB-151-86，對電子設備包括DC-DC變換器的EMC（電磁兼容性）做出了規定。由于航天器上裝載有很多電子儀器設備，如通信、遙測與遙控設備等，這些設備對EMI（電磁干擾）很敏感，超標的EMI會使這些設備產生錯誤信號和指令，嚴重影響航天器的整體安全、穩定工作。因此，DC-DC變換器的EMC設計很重要。

2、航天器DC-DC變換器EMC技術要求

航天器DC-DC變換器通常要求進行的EMC測試項目見表1，各測試項目的要求是以GJB151A-97為基礎，并參考了我國通信衛星對設備級產品EMC要求。

表1 航天器DC-DC變換器EMC要求測試項目

2.1 輻射發射控制要求（RE102）

輻射發射是檢驗設備以電磁輻射的形式向空間發射的干擾強度是否超過限制值，RE102是電場輻射發射試驗。受試設備（EUT）的RE102（10kHz～18GHz）應不超過圖1的要求。EUT工作頻率較低，試驗頻率上限可到1GHz或其最高工作頻率的10倍，取較大者。

圖1  RE102無意電場輻射發射限制曲線

2.2 傳導發射控制要求（CE102）

電流往往會借助電源線產生電磁輻射，CE102是檢驗設備以射頻傳導的方式發射的干擾強度是否超過限制值。本要求適用于航天器上的所有設備電源導線。EUT的CE102(10kHz～10MHz)電平應滿足圖2要求。

圖2 CE102電源線傳導發射限制曲線

2.3 輻射敏感度要求（RS103）

輻射敏感度檢驗設備能否抵抗外界的電磁干擾，RS103是關于電場干擾的。當按規定的強度對EUT進行RS103（2MHz～18GHz）試驗時，EUT工作級和性能級應分別滿足相應級別的敏感度判斷準則要求，試驗頻率上限到1GHz或EUT最高工作頻率的10倍。EUT的電場輻射敏感度要求具體指標見表2。

表2  RS103不同等級的測試限值要求

2.4  傳導敏感度要求(CS101、CS114、CS115、CS116)

電源線傳導敏感度（CS101 30Hz～150kHz）：本要求適用于直流電源線，不包括回線。CS101電源線注入電壓及功率要求見表3，EUT應滿足性能級要求。

表3 CS101電源線注入電壓及注入功率要求

電纜束注入傳導敏感度CS114(10kHz～200MHz)：本要求適用于互連電纜，包括直流電源電纜在內。CS114注入的是等幅波干擾，校準波形最大0.1A，試驗目的是檢驗電纜束上感應的電磁能量是否會對設備造成干擾，因為空間電磁波進入設備的一個重要途徑就是電纜。當按表4注入信號電流進行試驗時，EUT應滿足性能級要求。

表4 CS114電纜束注入電流要求

電纜束注入脈沖激勵傳導敏感度(CS115)：本要求適用于互連電纜。CS115所模擬的是設備使用平臺上的電感性負載斷開時產生的干擾，脈沖波形以30Hz重復。航天器DC-DC變換器電纜束注入脈沖激勵傳導敏感度生存級要求為I=5A；性能級要求為I=0.5A。

電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度CS116（10kHz～100MHz）：本要求適用于互連電纜（包括電源線和單根電源導線），但無需單獨對電源回線進行試驗。CS116模擬了在受試設備上可能出現的衰減正弦波干擾，注入的衰減正弦波校準波形的幅度最高達5A。電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度要求見表5。航天器DC-DC變換器電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度生存級要求為IMAX=5A；性能級要求為IMAX=0.5A。

表5 CS116電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度要求

2.5  靜電電弧放電敏感度試驗(ESD)

本要求適用于初樣航天產品的殼體及所有互連電纜。當按QJ2266-92要求一般采取間接放電±10kV的電壓值進行試驗。放電頻率為1次/秒，每點（面）30次。試驗中EUT不應出現任何故障、性能降低或偏離規定的指標值。

3、航天器DC-DC變換器與EMC

航天器DC-DC變換器，按目前國內應用情況可分為28V、42V和100V輸入電壓品種，輸出功率以30W為主。DC-DC變換器是以功率半導體開關器件為核心的高頻功率電子電路，通過半導體開關器件周期性通斷工作，控制開關元件的時間占空比來調整輸出電壓。脈寬調制器（PWM）的工作方式使得變換器不可避免的產生周期雜波，雜波的頻譜分布在開關頻率點和其高階諧波頻率點。如圖3所示，DC-DC變換器電磁干擾（EMI）包括輻射發射（RE）、傳導發射（CE）、輻射敏感度（RS）和傳導敏感度（CS）。

圖3 DC-DC變換器的干擾發射和敏感度示意圖

4、DC-DC變換器EMI分析及EMC設計

DC-DC變換器的小型化和高頻化是其發展趨勢，但同時帶來了更加嚴重的EMC問題。DC-DC變換器中開關管MOSFET和整流二極管在導通和截止的過程中，快速的上升和下降過程中大電流變化所產生的輻射能量已經成為噪聲的主要來源。由于印制板元器件布局引起的變換器內部元器件之間的寄生電容及印制板布線引起的寄生電容也是產生EMI的根源之一。

4.1 MOSFET開關噪聲分析與抑制

DC-DC變換器中MOSFET作為功率開關管工作在硬開關狀態時，由于其寄生電感和寄生電容的作用，在開關管通斷工作時，會產生較大的電壓浪涌和電流浪涌。如圖4所示MOSFET的寄生電容Cr與MOSFET并聯，寄生電感Lr與其串聯。開關接通時電路及等效電路如圖5所示，開關接通前加在開關兩端的電壓為Uoff，開關寄生電容中儲存的能量為：

開關接通時，寄生電容放電，在MOSFET中流過較大的浪涌電流，其波形如圖6所示。

開關管MOSFET斷開時的電路及等效電路如圖7所示。在開關接通時，MOSFET上的電流等于通態電流Ion，同時寄生電感Lr上的電流也等于Ion。寄生電感中存儲的能量為：

MOSFET斷開時，這個能量對寄生電容Cr充電，開關管上產生較大的高頻電壓振蕩。開關斷開時的電阻Rtoff是變化的，從最小電阻即通態電阻，變到最大電阻即開路電阻。由等效電路可求得加在開關管兩端的電壓為：

上式所示的開關管斷開時電壓波形如圖8所示。從圖上可看出，由于寄生電感與寄生電容的作用，在開關管上出現了超高頻振蕩電壓，這一電壓稱為電壓浪涌，峰值約為開關管斷開時電壓的2倍。若開關斷開前MOSFET上的Ion較大，則電壓浪涌峰值也更大。

開關管MOSFET在斷開時產生的超高頻振蕩電壓，將以輻射發射和傳導發射的形式對變換器內部及外部進行干擾。并且，電壓浪涌尖峰容易超出MOSFET的安全工作電壓范圍，對它的可靠性造成嚴重的危害。因此，從減小電磁干擾和增強可靠性兩方面考慮，必須采取措施進行有效抑制。如圖9所示，在MOSFET的漏源極間并聯一個RC串聯網絡與MOSFET形成緩沖回路。RC緩沖回路可有效地鉗制MOSFET漏源極間電壓的上升峰值，但同時延緩了開關時間，增大了開關損耗。RC的參數根據開關管斷開時的漏源電壓及導通時流過的電流確定。

4.2 整流二極管噪聲分析與抑制

二極管的一個重要參數是反向恢復時間trr，trr的大小直接關系到二極管所產生的噪聲大小。對于PN結型二極管因為存在少數載流子的存儲效應，二極管關斷時存儲電荷和多余電荷的恢復需要一定的反向恢復時間，并由此產生一定的反向恢復電流。同時，二極管的關斷損耗和反向恢復時間與電流峰值有關，并且開關頻率越高，損耗越大。為了減小高頻下的關斷損耗，希望反向恢復時間越短越好，結果造成電流變化率di/dt增大。由此很容易引起二極管的寄生電感和寄生電容的振蕩，表現在輸出端為頻率和幅值都較大的紋波。同時，反向恢復電流峰值還隨正向電流的增大而增大，在輸出端會形成很大的電壓尖峰，成為輸出噪聲的主要成分。

在高頻DC-DC變換器中肖特基二極管已經廣泛使用，它利用金屬半導體結的勢壘作用，根據漂移現象產生電流，電荷不會積累，與快恢復二極管相比，反向恢復時間和反向恢復電流都非常小，關斷電流di/dt小，因而引起的振蕩紋波及電壓尖峰也小。盡管選用肖特基二極管會減小輸出紋波及尖峰，但由于電路寄生參數的影響，其產生的噪聲仍不可忽視。可以在二極管兩端并聯簡單的RC串聯緩沖網絡以進一步減小噪聲。

4.3 輸入輸出端EMI分析與濾波器設計

(1) 輸入輸出端EMI分析

DC-DC變換器中，由于寄生參數的存在以及開關管的高速導通和關斷，使得變換器在輸入輸出端產生較大的干擾噪聲。干擾噪聲是差模分量和共模分量共同作用的結果。差模噪聲就是通常意義上的噪聲，產生的干擾信號與工作信號將以電勢源的形式串聯加于變換器的輸入端，會對系統產生直接的影響。共模噪聲發生在每根傳輸線和地線之間。共模干擾是由共模電流引起的，DC-DC變換器中的各器件之間和器件與機殼之間都存在寄生電容，導線存在寄生電感，這些寄生參數構成了一個寄生傳輸網絡。當功率開關高速開通與關斷時，會產生一個脈沖序列——脈沖源，該脈沖源通過寄生傳輸網絡在變換器的輸入、輸出線與地線之間產生共模電流干擾。

(2) EMI濾波器設計

電磁干擾從設備內發射出來或進入設備只有兩個途徑，就是空間電磁輻射的形式和電流沿著導體傳導的形式。現在我們已經認識到輸入輸出濾波器不僅對電源線傳導發射（CE102）和傳導敏感度(CS101)的測試有作用，還對輻射發射(RE102)、電纜束注入傳導敏感度和靜電放電的測試也有作用，因為通過試驗已證明電源線及各種輸入輸出引線產生的輻射遠高于線路板本身的輻射及機殼機箱屏蔽不完整所產生的輻射，設備引線是主要的輻射源同時又是敏感度很高的接收器，在EMC測試中輻射敏感度、電纜束注入敏感度、靜電放電等測試會在電源線上產生共模電壓，當共模電壓轉變為差模電壓時，就會對電路產生影響。

EMI濾波器主要用來濾除導線上的電磁干擾，由于電磁干擾的頻率范圍很寬，一般從幾十kHz到幾百MHz,因此濾波器的有效濾波頻率要覆蓋這么寬的范圍。由于DC-DC變換器的主要干擾源是由開關頻率產生的高次諧波，以及高頻電磁波更容易接收而對設備造成干擾，因此這些干擾均以高頻為主，所以EMI濾波器采用低通濾波器。

低通濾波器的電路形式有多種。濾波器的選擇主要取決于要抑制的干擾頻率與工作頻率之間的差別和濾波器所接電路的阻抗。但是實際電路的阻抗很難估算，特別是在高頻時，由于電路受雜散參數的影響，電路的阻抗變化很大，而且電路阻抗在不同的頻率上也不一樣。因此，在實際電路中，哪一種濾波器更有效，主要靠試驗的結果確定。

我們在DC-DC變換器中設計的EMI濾波器電路如圖10、圖11。圖10中的C1、C2和圖11中的C4、C5是濾除共模干擾用的Y電容（跨接在正線和回線與機殼之間，對共模電流起旁路作用，共模濾波電容一般取10000pF以下）。同時，將輸入、輸出端正線和回線同向共磁芯繞制成共模電感L1，抑制共模噪聲干擾。另外，為了獲得良好的濾波效果，要求X和Y電容的引線必須盡可能短。

4.4 印制電路板（PCB）的EMC設計

(1) 印制線設計考慮因素

由于DC-DC變換器中包含有很多高頻信號，PCB上的任何印制線都可以起到天線的作用，印制線的長度和寬度會影響到其阻抗和感抗，從而會影響到頻率響應。印制線的長度與其表現出的電感量和阻抗成正比，而寬度則與印制線的電感量和阻抗成反比。長度決定著印制線響應的波長，長度越長，印制線能發送和接受電磁波的頻率越低，它就能輻射出更多的射頻能量。因此應將所有通過交流電流的印制線設計得盡可能短而寬。

(2) 電路布局及接地設計

PCB設計中電路布局直接影響電磁干擾和抗干擾度特性。每一個DC-DC變換器都有4個電流回路：輸入電流回路、開關交流回路、輸出整流交流回路、輸出負載電流回路，各回路之間應保持相對獨立。輸入電流回路和輸出負載電流回路通常不會產生電磁干擾，這些回路中的電流波形為大的直流電流和小的交流電流的疊加。開關和整流交流回路包含高幅度的梯形電流波形，這些波形中諧波成分很高，其頻率遠大于開關基頻，這些交流電流的峰值幅度可高達輸入、輸出直流電流幅度的數倍，這兩個回路最容易產生電磁干擾。設計時首先對這些回路進行布局，每個回路的主要元器件（濾波電容、開關管、整流管、功率變壓器、電感）應彼此相鄰地進行放置，調整元件位置使它們之間的電流路徑盡可能短。

5、航天器DC-DC變換器EMC測試

近年來，根據不同航天器對DC-DC變換器EMC的要求，我們已進行了50多個產品的EMC測試，這些測試結果及試驗數據讓我們對變換器的EMC認識更深，幫助我們從設計源頭做好電路的電磁兼容性。

5.1 輻射發射（RE102）測試結果分析

目前航天器DC-DC變換器RE102的測試頻段為10kHz～1GHz。從測試結果得到部分變換器能通過測試，如圖12、13所示10kHz～200MHz的測試曲線。部分變換器不能通過該頻段的測試，分析原因主要是受試變換器是為不同航天器設計的，在印制板設計、元器件布局等方面不完全相同，這些差異造成了不同的共模噪聲干擾強度，導致變換器不能通過測試，主要的超標頻譜范圍在10MHz～100MHz，如圖14所示。

圖12 RE102(10kHz～30MHz)測試曲線

圖13 RE102（30MHz～200MHz）垂直極化

圖14

根據周期性脈沖信號在頻域分析中得到的頻譜最大幅度包絡線，如圖15所示。周期信號對應的頻譜是離散譜，每根頻譜的距離是脈沖重復頻率的整數倍。這個包絡線上有兩個拐點，一個在1/πd處，另一個在1/πtr處。在1/πd以下，包絡線幅度保持不變，在1/πd至1/πtr之間，幅度以每十倍頻程20dB的速率下降，在1/πtr以上，以每十倍頻程40dB的速率下降。

DC-DC變換器中由脈寬調制器在開關管上產生的周期性脈沖波形見圖16，脈沖的周期為3.9us,從波形圖上看到脈沖尖峰的幅值最大，脈沖尖峰的寬度若取0.01us，得到在31.8MHz以下諧波幅值保持不變，脈沖尖峰的寬度若取0.002us，得到在159MHz以下諧波幅值保持不變。

圖15 周期性脈沖信號的最大幅度包絡線

圖16 DC-DC變換器開關脈沖波形圖

我們對變換器輻射途徑分析認為，變換器有屏蔽良好的金屬殼體，外殼厚度有2mm，通過金屬殼體的電磁輻射發射可以忽略，其余可能的輻射途徑就是變換器的輸入輸出引線和空余的出線孔。通過近場探頭對變換器進行局部測試發現，在變換器的輸入線和出現線孔處的輻射發射強度明顯高于其它部位。

我們在試驗中可以把變換器的輸入線和輸出線分別緊密絞合，減小輻射發射回路的面積，并且因為雙絞線的每兩個相鄰的回路上電流方向相反，它們產生的磁場方向亦相反，在空間抵消，同時對輻射干擾感應出的電流具有相反的方向，因此相互抵消，所以引出線絞合的方法不僅能抑制輻射發射，還對輻射和電纜束注入敏感度測試有很好的效果。

5.2 傳導發射（CE102）測試結果分析

CE102項主要檢測EUT通過電源線傳導發射干擾的大小，通過測試得到在變換器的輸入和輸出端對機殼加裝Y電容，對抑制變換器的傳導發射干擾有顯著的效果。測試曲線見圖17、18，從圖中看超標頻點均為開關頻率及其各次諧波，加了Y電容后很好的抑制了干擾尖峰。在電源線上加裝Y電容的措施已被廣泛采用，例如眾多DC-DC變換器生產廠家都建議用戶在使用時，可采取在機殼外添加Y電容，以取得更好的EMC效果。

圖17 CE102項未加Y電容測試曲線

圖18 CE102項加Y電容測試曲線

5.3 輻射敏感度（RS103）測試結果分析

DC-DC變換器敏感度的判斷準則，我們目前采取監測輸出電壓變化是否超出穩定度的要求。通過對鑒定產品RS103測試結果分析，變換器均能通過工作級的測試。在進行生存級測試時主要在44MHz、90MHz和110MHz頻點附近會對變換器產生較強的干擾，致使輸出電壓有較大的變化，但最大也不超出輸出電壓的5％。

5.4 CS101、CS114、CS115、CS116測試結果分析

電源線傳導發射敏感度（CS101）測試的頻段是30Hz～150kHz，相對頻率較低。由于電源線濾波器的主要頻率特性是低通，所以在較低頻段對變換器有一定的干擾，尤其是輸出功率較大的變換器（大于50W）表現較為明顯，對小功率變換器基本都能通過測試。

通過測試表明，經過上述EMC設計的變換器基本都能通過電纜束注入傳導敏感度（CS114、CS115、CS116）的測試。

5.5 靜電電弧放電敏感度試驗(ESD)

從目前進行的ESD測試結果表明，靜電電弧放電對變換器的干擾較小，都能通過測試。

5.6 EMC測試應注意的問題

測試中給EUT供電電源應由純凈電源（頻率、幅值穩定，沒有多余諧波）供電，當諧波電流小于5mA或輸入電流的0.6％時可不予考慮。GJB152A-97要求使用LISN隔離電源干擾并為EUT提供規定的電源阻抗。在實際測試中EUT的供電電源最好選擇蓄電池，以防止其在發射干擾測試時影響測試結果，及在敏感度測試時供電電源受擾工作異常而導致EUT異常工作影響測試結果，此外敏感度測試中監測EUT性能的儀器設備要檢查是否在有效期內，對手持式數字繁用表要注意電池電量是否充足，當電池電量不足時測量數據會偏高于真實值，以免造成誤判。